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第四行。PRINT TRAN V（IN） V（OUT）表示打印节点in，out 电压瞬态分析值
第五，六，九行为电路连接关系描述语句。
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第七行VCC VCC 0 5 表示在节点VCC，0 之间加 5v直流电压。
第八行VIN IN 0 0 PULSE 。2 4。8 2N 1N 1N 5N 20N表示在节点IN，0 之间加一个脉冲
源，低电平 0。2v，高电平 4。8v，延时 2ns，上升沿 1ns，下降沿 1ns，脉冲宽度 5ns，周期
20ns
第九，十行为模型语句，表示模型名PCH，管子类型为PMOS，使用的是一级模型。
对倒相器电路仿真的步骤类似于前面，这里仅列出输出波形供参考：
（3）D 触发器电路
网表文件如下，文件名为dff。sp（无模型支持，仅做参考）：
* Project DFF
。OPTIONS LIST NODE POST
。include 〃e：model35model。txt〃
* Definition for project INVERTER
。SUBCKT INVERTER IN OUT
M2 OUT IN 0 0 NSS L=0。35U W=1。2U
M1 VDD IN OUT VDD PSS L=0。35U W=2。4U
* CROSS…REFERENCE 1
* GND = 0
。ENDS
* Definition for project TRANSFER
。SUBCKT TRANSFER IN OUT CLKF CLK
M1 OUT CLKF IN VDD PSS L=0。35U W=1。2U
M2 IN CLK OUT 0 NSS L=0。35U W=1。2U
* CROSS…REFERENCE 1
* GND = 0
。ENDS
X1I1 N1N19 N1N21 INVERTER
X1I2 N1N21 N1N16 CLK N1N10 TRANSFER
X1I3 N1N16 N1N19 INVERTER
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X1I4 CLK N1N10 INVERTER
X1I5 Q N1N29 INVERTER
X1I6 QF Q INVERTER
X1I7 N1N29 QF N1N10 CLK TRANSFER
X1I8 D N1N16 N1N10 CLK TRANSFER
X1I9 N1N19 QF CLK N1N10 TRANSFER
* DICTIONARY 1
* GND = 0
。GLOBAL VDD
vin D 0 PULSE 。2 2。8v 2N 1N 1N 20N 50N
vdd VDD 0 3v
Vclk clk 0 0 PULSE 。2 2。8v 2N 1N 1N 5N 20N
。tran 1ns 200n
。END
注释：
①。OPTIONS LIST NODE POST 为可选项设置
②。include 〃e：model35model。txt〃表示加入 0。35um工艺库文件，注意一定要指定
工艺库文件，否则Hspice无法仿真。另外，库路径一定要指定正确，否则会找不到库文件。
③ vin D 0 PULSE 。2 2。8v 2N 1N 1N 20N 50N
vdd VDD 0 3v
Vclk clk 0 0 PULSE 。2 2。8v 2N 1N 1N 5N 20N
上述为加入的输入激励和电压源语句。
④ 。tran 1ns 200n
指定瞬态分析 200ns，分析步长 1ns
运行Hspice仿真。
1。11 SPICE 做电路仿真时容易出现的错误
①SPICE网表中第一行必须是注释行，在网表文件中的第一行会被SPICE忽略。
②1 兆欧一定要写成 1MEG，而不是 1M、1m或者是 1 MEG （数字和MEG之间不要有空格）。
③1 法拉应写成 1，而不是 1f或者 1F。1F表示 10…15 法拉。
④MOSFET源区和漏区的面积在大多数情况下写成pm2 的形式。宽长分别为 6um和 8um的
区域的面积应写为 48 pm2 或者 4E…12。
⑤电压源的名字以字母V打头，电流源的名字以字母I打头。
⑥瞬态分析结果是以时间为轴，即X轴为时间。如果本来是正弦波，看着却像三角波，
或者曲线看着不平滑。这是因为没有设置好打印数据点的数目，或者给出的打印步长太大
了。例如：想在SPICE中得到一个 1khZ的正弦波形，最大打印步长应该设为 10u（10 微秒）
⑦当显示AC仿真结果时，X轴是频率，指针显示的是电压（或电流）的幅值或相位。例
如：指针显示“voltage drop at a node”时，它会把此节点电压的实部和虚部加起来，
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显示一个毫无意义的结果。不同仿真软件的指针的作用也不同。有些仿真软件的功能很强
大，可以在完成AC仿真后进入幅度模式。
⑧MOSFET的长和宽应使用字母“u”来代表微米。常见的错误是忘记写这个字母。例如：
一种工艺允许的MOSFET最小尺寸为L=2u，W＝3u，而不是L=2，W＝3。或者意味着一个 2 米
长、3 米宽的MOSFET。
⑨通常PMOS管的“体”接到VDD，NMOS管的“体”接到VSS。例如：N阱工艺，所有的NMOS
管的“体”必须接到VSS。这个错误在SPICE网表中很容易查出。
⑩DC扫描中的收敛问题可以通过改变电压的边界值来解决。比如：电路从 0 到 5V进行
扫描可能不收敛，但是从 0。1V到 4。9V进行扫描就可能会收敛。
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第 2 章 CMOS 工艺 SPICE 模型测试
1。1 SPICE 模型简介
图 2…1 传统 NMOS 剖面图 图 2…2 NMOS 管的 I…V 曲线
（1）CMOS 管的强反型区
当MOS器件的栅…源电压大于阈值电压时，称之为强反型状态。当V 》V …V 时，器
DS GS T
件进入饱和区，这里 V 和 V 分别指MOS管漏源电压和阈值电压，V 指MOS管的栅…源电压。
DS T GS
事实上，在MOS运算放大器设计中，大部分的MOS器件都是工作在饱和状态，因为对于给定
的漏级电流和器件尺寸来说，工作在饱和区可以提供稳定的电流和比较大的电压增益。在
饱和区，MOS器件的漏级电流I 和栅…源电压 V 的关系由下式决定：
D GS
μ C W （V …V ）2
I = n ox GS TH
DS
2L （2…1）
式中μ 为NMOS沟道中电子迁移率，Cox 为栅极氧化层单位面积电容量，W为沟道宽度，
n
L为沟道长度。
在模拟电路中，MOSFET的跨导 gm 是一个非常重要的参数。根据上式可求得MOSFET
在饱和区静态工作点处的小信号跨导：
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I W 2I
D D
μ
g = = C （V …V ） =
m n ox GS TH
V L V …V
GS GS TH （2…2）
或者：
1 W
gm =2 μnCox I D
2 L （2…3）
可见MOSFET的饱和区跨导 gm 不仅和它的工作电流而且可以通过选择器件尺寸W/L加
以改变。正因为如此，模拟集成电路的设计更加灵活。
V